1 引言
目前，一些設備仍沿用傳統的400Hz 變頻機組供電，具有笨重、效率低、噪聲大，動態品質差、輸出波形差等缺點。用靜止變頻電源取代它是發展的必然趨勢。早期的晶閘管靜止變頻電源雖然克服了變頻機組的許多缺點，但晶閘管的關斷依賴負載或附加的關斷電路，控制復雜，動態性能不理想，在技術性能上很難有新的突破。本文提出的變頻電源，從根本上克服了上述弊端，是一種性能優良的靜止變頻電源。
2 主電路和系統控制結構
2. 1 變頻電源的主電路結構
主電路結構如圖1 所示。J S 為軟啟動控制，避免上電時浪涌電流對整流模塊的沖擊。
采用工業上比較流行的SPWM 控制策略。由于載波頻率的高頻化，SPWM 脈沖波的第一組諧波中心向高頻端遷移，距基波頻率甚遠，如圖2 所示。這就使得輸出濾波網絡得以小型輕量化，動態品質也得以改善。
輸出濾波網絡采用常K型兩元件低通濾波器[5 ] 。濾波元件L 、C 的參數按下式選取：
L = R/ (πf c) (1)
C = 1/ (πf c R) (2)
式中 f c ———通帶的高截止頻率 R ———濾波器的特性阻抗
2. 2 系統的控制結構
系統控制結構如圖3 所示。電流環作為輸出電壓控制環的輔助環，能成功地限制逆變器的輸出電流，以防止逆變器過載，提高系統穩定性。
圖中 Uge ———電壓給定 Upc ———偏磁校正 Igd ———電流給定 Uxl ———限流給定
3 擎住效應及防護技術[1 ，2 ]
3. 1 擎住效應
IGBT 由四層PNPN 組成，內部形成一個寄生晶閘管，有可能由于再生作用而發生擎住。IGBT的擎住效應有兩種模型：穩定導通時的靜態擎住及關斷時產生的動態擎住。
3. 2 靜態擎住效應
IGBT的等效電路如圖4a 所示。α1 、α2 分別是VT1 和VT2 的電流放大系數且為電壓電流的函數。如果α1 增大，通過P 基區的空穴電流Ih 也增大，當Up = Ih Rp > 0. 7V 時，NPN 管開通，VT1 、VT2 發生正反饋。已知當α1 + α2 = 1時，IGBT被擎住，柵極失去控制作用。IGBT 將發生破壞性損壞。
3. 3 動態擎住效應
考慮結電容的等效電路如圖4b 所示， IGBT在關斷時J2 結因反偏幾乎承受著全部高壓。結電容Cj2影響最大，僅考慮Cj2的影響。重加d v/ d t 使Cj2產生位移電流iDis ：
iDis∝d v/ d t (3)
擎住發生時有如下關系：
此時應為動態α，若不考慮α隨電壓的變化，僅考慮電流對其影響，則動態αs 定義為：
由上式可看出，擎住發生時αs1 + αs2 = 1。此時與靜態的α1 、α2 無關。管電流隨iDis位移電流迅猛增加，關斷時重加d v/ d t 最為有害。
3. 4 擎住效應的防護
由上述可知，IGBT 的擎住效應是由器件的特殊結構決定的。應為IGBT 設計良好的周邊電路，抑制擎住的發生，主要從以下幾方面考慮。
(1) 避免IGBT超過熱極限
IGBT的擎住電流與溫度有關，參見圖5。散熱器的溫度以不超過70 ℃為宜。因溫度升高后，NPN 管開通的偏置電壓不再是0. 7V ，而是隨溫度的升高而下降；p + 區的橫向電阻RP 隨溫度升高而增大，二者的影響均促使擎住電流下降。
(2) 選擇合理的驅動條件
IGBT的動靜態特性與門極驅動條件密切相關。正反向驅動電壓±Uge 、門極電阻Rg 對IGBT的飽和壓降、開關損耗、短路耐量等都有不同程度影響。經驗表明，正向驅動以13V ≤Ug ≤15V ，反向驅動以- 7V ≤- Uge ≤- 5V 為宜。在開關損耗允許的情況下，Rge 應適當選大。
(3) 利用緩沖電路限制過壓
IGBT感性關斷時產生的浪涌電壓一方面可能使IGBT的關斷軌跡位于安全工作區之外，另一方面使管耗增加，溫度升高對抑制擎住不利。必須使用緩沖電路消除這種開關浪涌。緩沖電路采用阻止放電型結構，如圖6 所示。各參數按下列關系選取：
式中 Ls ———引線電感，以1μH/ m計 Io ———IGBT最大脈沖電流值 K ———額定減小系數，非重復時K= 1 ，重復時K = 0. 8
Ucep ———集射間的峰值電壓，Ucep = Ud + UFM +Lsd i/ d Ud ———直流高壓 UFM ———二極管暫態正向壓降，1200V 級取40～60V
實測電壓尖峰ΔU = Ucep - Ud <100V ，緩沖效果比較明顯。
(4) 過流或短路故障時應使IGBT 緩關斷
故障情況下， 由于關斷時隨著MOSFET 溝道的減小， 電流會流過Rp ，使Up 升高， IGBT 可能會進入擎住。而簡單快速地關斷IGBT ，會產生較大的d i/ d t 和d v/ d t ，也可能促使IGBT 進入擎住。應該在IGBT耐量允許的前提下，設法緩關斷IGBT。
(5) 合理選擇器件等級和開關頻率
IGBT功率模塊電流等級參考下式選取：
ic = NPo/ (ηDmaxUdmin) (14)
式中 Po ———額定輸出功率 N ———功率裕量系數 η ———效率
Dmax ———最大占空比 Udmin ———最低直流高壓
高速型IGBT的優選頻率范圍是10～15kHz(硬開關) 。開關頻率太高，管耗大，溫升高，可靠性下降。以單相4kW的靜止變頻電源為例，選用富士2MBI50L - 120 功率模塊。頻率調制比mf = 33 ，載波頻率f = 400 ×33 = 13. 2kHz。經主電路倍頻以后，逆變橋輸出的SPWM 脈沖波的頻率為26. 4kHz ，其頻譜見圖2。
4 控制、驅動及保護電路
由EPROM和D/ A 構成調制波產生電路是目前較好的辦法。將參考正弦按規則采樣法離線算好后存于EPROM 中，若為三相電源，參考正弦三相互差120°，使用一片最小容量的普通型EPROM即可。基本電路如圖7 所示。
因為三角波載波的斜邊是與參考正弦在臺階處相交，比較器不存在抖動問題，不需附加任何措施，穩定可靠。
5 主要技術指標
單相4kW變頻電源：
輸入 50Hz ，380V ， ±10 %
輸出 單相115V/ 230V ， ±10 %可調
電壓調整率 < 1 %
輸出波形 正弦波，THD < 3 % ，單次諧波< 2 %
頻率 400Hz ， ±30Hz 可調
過載能力 120 % ，10 分鐘
效率 > 80 %
6 結論
單相4kW 變頻電源在兩種雷達上試用成功。在此基礎上，已派生出各種規格的電源。實現了實用化和系列化。已廣泛用于部隊、院校、民航、科研單位等，用戶反映良好。
